3. Компенсация радиопомех
Идея о компенсации радиопомех впервые была высказана советским ученым академиком Н. Л. Папалексп в его книге (Радиопомехи и борьба с ними», изданной в 19-12 г. В этой книге задача о компенсации радиопомех поставлена и решена следующим образом. Помимо основного приемника, реагирующего на смесь сигнала и помехи, используется дополнительный (компенсационный) приемник, антенна которого воспринимает только помехи. Интенсивности и фазы помех в компенсационном и основном приемниках устанавливаются одинаковыми и противоположными соответственно. В результате, как утверждается в [1221, помеха на выходе основного приемника компенсируется, а полезны)! сигнал остается неискаженным.
Такие постановка и решение задачи о компенсации помех являются классическими и полностью соответствуют случаю, когда основной и компенсационный приемники осуществляют линейные преобразования действующих сигналов и помех. Математически изложенная выше задача ставится следующим образом. На входе основного приемника имеется аддитивная смесь
Нв,-  (/)  = 1!со (!) -г 11ПО    (!)
полезного сигнала //со (/) и помех ипп ((), а на вход компенсационного приемника поступает только помеха иш. (t), функционально связанная с ипо (().
Если должным образом подобрать операторы 00 и О,,, характеризующие процессы в линейных преобразователях напряжений hlx (7) и нпк (/) соответственно, то можно добиться тою, что
Аи (t) = 0„Кх (t)} - 0K{uan (/)} = 00 {исо (/)}.        (4.3.1)
Здесь 0() К„. (/)} = 0„{//со (/)} -f 00 {мло (/)} — полезный сигнал и помеха на выходе основного канала, а 01:{и„к(!)} — выходная помеха компенсационного приемника. Поскольку оператор 0„ известен, восстановление сигнала цсо (t) не представляется затруднительным.
На практике полезный сигнал и помеха могут действовать как одновременно, так и в разное время.'Последнее характерно для импульсных радиоэлектронных устройств, подверженных действию импульсных помех, которые образуются на интервалах времени, где отсутствует полезный сигнал. В таких условиях возможна компенсация помех

как на основе классического метода, называемого амплитудно-фазовым или когерентным, когда основной и компенсационный приемники являются линейными преобразователями, так и методом компенсации помех после предварительного формирования их огибающих, именуемым амплитудным или некогерентным.
Рассмотренные выше методы компенсации помех, которые в настоящее время имеют значительное число схемных реализаций, широко известны для компенсации помех, действующих по боковым лепесткам диаграммы направленности основных приемных антенн. Существенно при этом требование наличия в радиоэлектронном устройстве двух приемников. Один из них должен принимать только помехи, а другой — помехи и полезный сигнал. Однако возможна компенсация помех при использовании лишь одной антенны и одного радиоприемника. Обязательным условием при этом является то, что полезный сигнал и помеха представляют собой импульсы с периодом следования Т|Р возникающие на этом интервале в разное время. Кроме того, интенсивности полезного сигнала и помех во времени должны изменяться и оставаться постоянными соответственно. Математически данное условие характеризуется тем, что входной сигнал
Здесь т0 — момент возникновения первого импульса, характеризующего полезный сигнал; т„ — длительность полезного 'импульса; тио — момент возникновения первого импульса помехи; тп—длительность импульса помехи; k — целое число, принимающее значения б; 1; 2;...; нс (/) — функция, характеризуются закон изменения полезного сигнала во времени, причем амплитуда этого сиг-пала изменяется за время Г„; н„ (<') — функция, определяющая закон изменения помехи во времени, причем п отличие от ис (t) амплитуда 6',, (t) импульса помехи un (t) за период Т„ одна и та же.
Если в приемной установке, на которую действуют помехи, иметь устройство, осуществляющее задержку напряжения ивх (t) на 7„ и формирующее сигнал

то, подав «их (/) и ывх (/ — Т„) на вычитающее устройство, можно получить разностное напряжение
характеризующее свободный  от   помех   полезный  сигнал.
Рассмотренный выше метод компенсации помех, основанный на том, что помеха является периодически следующими не перекрывающимися между собой импульсами, принято называть методом череспериодной компенсации.
Возможна также компенсация помех путем их декор-реляшш. Сущность этого метода сводится к следующему. ГКсть имеется смесь
полезного сигнала ысо (/) и помехи «,10 (/) на выходе основного приемника и опорное напряжение иоп (/), формируемое вспомогательным приемником или передающей установкой РЛС. Для конкретности последующего изложения будем полагать, что основной приемник является радиолокационным и реагирует на непрерывные во времени сигналы, а иоп (() — характеризует не искаженное помехами опорное напряжение, вырабатываемое передатчиком РЛС. Имея в распоряжении won(/), можно образовать заранее известное напряжение Won (0. отличающееся, например, по фазе, от иои (/). В результате совместного преобразования иоп (/) и «вх (/), а также u'on (t) и ;/вх (t) можно получить два напряжения
где ;/,., (/) и и,]2 (/) — некоррелированные помехи, а «С1 (/) и «,.2 (0 — функционально связанные полезные сигналы.
Суммирование или вычитание ut (t) и и., (/) (в зависимо-ciM от конкретно решаемой задачи) приводит к возникновению напряжений ну (/) = //, (t) ~- и.2 (/) пли ил (() = =- г/, (П—и.2 (l). Интенсивность помех в uz(t)\i ;/л (/) меньше по сравнению с составляющей полезного сигнала, чем в исходной смеси г/вх (/). Легальное обсуждение метода компенсации помех и получающихся при этом основных свойств дается гз следующей главе данной книги.
Резюмнр\я все сказанное выше, необходимо отметить, что в настоящее время известны следующие три основных •метода компенсации помех:

;      — компенсация   помех    с   помощью   вспомогательных (компенсационных)  радиоприемников;
—	череспериодная компенсация помех;
—	компенсация помех путем их декорреляции.
Эти методы используются при борьбе со сравнительно большим числом видов радиопомех.
4. Первичная селекция
Под первичной селекцией понимают выделение полезного сигнала из смеси его с помехами в различных элементах радиоприемника при использовании лишь тех параметров полезного сигнала, которые обусловливаются принципом построения радиотехнического устройства. В соответствии с этим различают пространственную, поляризационную, частотную, фпзов\ю, временную, амплитудную, структурную и комбинированную первичные селекции.
Пространственная селекция обеспечивается антенной. Чем уже ее диаграмма направленности п меньше уровень боковых лепестков, тем выше пространственная селекция. Эта селекция дает возможность вести борьбу с многоточечными помехами, т. е. помехами, создаваемыми несколькими разнесенными в пространстве источниками. Однако неизбежное наличие боковых лепестков не позволяет полностью избавиться от влияния таких помех.
Поляризационная селекция основывается на различии поляризации принимаемых сигналов и помех. Она используется для борьбы как с естественными, так и организованными помехами, особенно в радиолокационных угломерных устройствах различного назначения. Поляризационная селекция организованных помех может быть пассивной и активной. Первая из них достигается согласованием поляризации принимаемого сигнала и антенны, а вторая обеспечивается поляризационным фильтром и является эффективным средством борьбы с кросс-поляризационной помехой, которая считается универсальной для угломерных устройств.
Поляризационный фильтр представляет собой сетку из близко расположенных друг от друга параллельных проволок или металлических пластин. Эта сетка, устанавливаемая в раскрыве антенн, отражает радиоволны с плоскостью поляризации, параллельной осям проволок (или пластинам), и является прозрачной для волн с орто-

тональной поляризацией. Роль поляризационного фильтра может выполнять 1акжс и отражатель антенны, если его сделать прозрачным для помеховых сигналов. Возможны и иные виды поляризационных фильтров.
Первичная частотная селекция основывается на различии спектров полезного сигнала и помех. Она обеспечивается перестройкой и максимально возможным сужением полосы пропускания приемника. В угломерных устройствах с коническим сканированием применяется, кроме того, перестройка частоты сканирования /\.„ = Qch 2л, позволяющая устранять или существенно уменьшать влияние прицельных и заградительных помех по FCK. Эти помехи представляют собой непрерывный или импульсный сигнал несущей частоты, модулированный по амплитуде гармоническим напряжением с частотой F(.K или шумом, спектр которого располагается вокруг FKl{. Сужение полосы пропускания приемника достигается с помощью высокочастотных систем стабилизации частоты излучаемых колебании и подстройки частоты гетеродина в радиоприемнике, а также системами слежения за допплеровской частотой и скоростью изменения ее во времени.
Первичная частотная селекция наиболее эффективно позволяет вести борьбу с активными и пассивными маски-рчющими помехами. Она способствует также полному устранению или существенному уменьшению влияния отражении от подстилающей поверхности и местных предметов.
При фазовой первичной селекции учитывается различие (разово-частотных характеристик у принимаемых полезных сигналов и действующих радиопомех. Такая селекция осуществляется системами фазовой автоподстройки частоты, которые полностью подавляют помехи, ортогональные по фазе с опорным сигналом, и существенно умень-п.аю! мощность широкополосных шумовых помех на выходе радиоприемника. Ослабление влияния широкополосных поисх при фазовой селекции объясняется тем, что в составе ыпх помех содержатся составляющие, фазы которых совпадают и ортогональны по фазе с опорным сигналом.
Первичная временная селекция основывается на возможности различать импутьсные сигналы и помехи по длительности и моментам появления их во времени, а также по частоте повторения импульсов. Эта селекция осуществляется автоселекторами импульсов по длительности, их положению во времени и частоте следования.

Автоселектор импульсов по длительности пропускает сигналы, время действия которых лежит в заранее установленном диапазоне. Из-за всякого рода нестабильностей этот диапазон несколько превышает длительность используемых импульсных сигналов, что не позволяет подавлять помехи полностью.
Селекция импульсов по частоте их следования (повторения) FH осуществляется устройством, содержащим схем\ И и линию задержки. Последняя задерживает входные видеосигналы на время Т„ = !/•-,. Задержанные и незадержанные импульсы подаются на схему И, которая пропускает лишь импульсы с периодом повторения Тп и является разомкнутым ключом для помеховых импульсов, если их частота повторения не равняется Fa. Принципиально автоселекторы импульсов по частоте повторения могут работать в диапазоне не только видео-, но и радиочастот. Автоселекторы импульсов по длительности и частоте повторения пригодны для применения во всех типах радиотехнических устройств, передатчики которых излучают периодически следующие во времени импульсные сигналы с неизменными длительностями.
Первичная временная селекция импульсов по положению реализуется'в импульсных автодальномерах, сигналы которых применяются для стробировання (отпирания) радиоприемников на время действия принимаемых полезных импульсов. Такие автодальномеры обеспечивают защиту как от импульсных помех, синхронных по периоду повторения с полезными импульсами, но отличающихся от последних по моментам возникновения, так и от помех типа отражения радиосигналов от протяженных целей. Возможны, например, ситуации, когда удаляющийся от РЛС самолет выбрасывает дитюльные отражатели в заднюю полусферу. Цель создания помех такого типа состоит в том, чтобы принудить автодальномер, а вместе с ним и угломерное устройство РЛС автоматически сопровождать не самолет, а облако дипольных отражателей. Однако если в радиолокационном автодальномере ось следящих пол\стробов совмещается не с центром пяжести» принимаемого импульсного сигнала, а с его срезом, то можно сопровождать по дальности самый удаленный отражающий объект из группы, образующей iipom-Kuuix ю ц^ть, н тем самым обеспечить автоматическое определите координат цели (самолета), а не облака пассивных помех Ы. Одновременно появляется возможность за-

шиты автодальномера и РЛС в целом от действия   уводящих по дальности помех.
Отделение полезных сигналов от помех по различию их интенсивности на входе радиоприемника или какого-либо другого его элемента принято называть первичной амплитудной селекцией. Наиболее просто отсеиваются помехи, которые менее интенсивны, чем полезный импульсный сигнал на входе приемника и не совпадают с ним по времени действия. Для атого достаточно использовать ограничитель снизу. Подобный ограничитель часто полезен и в системах с непрерывными во времени полезными радиосигналами. Чтобы ограничитель снизу незначительно искажал передаваемую информацию, требуется как можно больше повышать мощность передатчика.
В  импульсных радиоэлектронных системах помимо ограничителей снизу могут применяться селекторы импульсов по уровню, исключающие прохождение помеховых импульсов,   амплитуда   которых   превышает   уровень   полезного сигнала. Работа селектора импульсов по уровню основана на использовании ограничителя снизу, выделяющего лишь имп\льсы помехи, и схемы НЕ. На эту схему подаются выходные импульсы ограничителя и смесь полезного сигнала с помехой. При одновременном действии двух сигналов на схему НЕ ее выходной эффект оказывается равным нулю, вследствие  чего она пропускает  только  полные сигналы. В реальных условиях полное устранение помех не обеспечивается. Однако их влияние может быть существенно снижено.  Амплитудная  селекция достигается также методом накопления и путем углового стробированпя.
Сущность метода накопления, которое пригодно для всех типов радиотехнических устройств, сводится к тому, что решение о наличии сигнала принимается не сразу после его поступления в приемник, а спустя некоторое сравнительно продолжительное время Тн. Величина Тл выбирается так, чтобы можно было выявить статистические свойства действующей помехи, но при этом не должны заметно изменяться контролируемые параметры (угловые координаты цели, команды управления движением летательных аппаратов и т. д.).
Накопление сигнала в импульсных системах осуществляется сумматорами, а в системах с непрерывным излучением — интеграторами. Сумматоры и интеграторы уменьшают эффективность широкополосных шумовых помех. Ш

Это эбъясняется тем, что накапливаемые сигналы являются когерентными, а шумы суммируются энергетически. Накопление импульсного сигнала в течение п периодов его повторения улучшает отношение мощностей сигнала и шумовой помехи в п раз по сравнению с тем, что имеет место на входе сумматора (или интегратора); причем для интегратора эквивалентом п является величина 7",, тк, где тк — время корреляции помех. Доказательство сделанного утверждения мо-кно нлЧти в гл. 7 данной книги, а также в 1185].
Наряду с временным накоплением, о чем речь шла выше, возможно частотное и кодовое дублирование. Если при временном дублировании сигналы передаются последовательно во времени, то частотное дублирование харак!еризуется передачей данного сообщения одновременно на нескольких несущих или поднесущих частотах. При кодовом дублировании каждое сообщение отображается соответствующей кодовой комбинацией импульсов, которая одновременно или последовательно во времени повторяется п раз.
Угловое сгробированне является средством, обеспечивающим повышение разрешающей способности радиотехнического устройства по угловым координатам благодаря специальной обработке сигналов в приемнике. Поэтому появляются дополнительные возможности борьбы с радиопомехами. Сущность метода углового стробированпя поясним на примере защиты угломерного радиотехнического устройства от действия на него двухточечной мерцающей помехи. При этом считаем, что осуществляется выключение следящей системы угломера на время излучения передатчиком помех, расположенным на цели, которую не нужно сопровождать по направлению или поражать самонаводящейся ракетой. Факт излучения передатчиком помех устанавливается следующим образом
При отсутствии мерцающей помехи определение угловых координат осуществляется сравнительно точно и сигнал рассогласования в следящей системе близок к нулю. Таким он остается практически и при включении передатчика помех, совмещенного пространственно с пеленгуемой целью. Как только начинает работать передатчик помех, расположенный вне пеленгуемой цели, величина сигнала рассогласования резко возрастает. Это фиксируется амплитудным селектором и используется для выключения следящей системы угломера. В момент окончания работы передатчика помех сигнал рассогласования уменьшается и следящая система

снова замыкается. Возможны и иные пути реализации метода углового стробирования.
Структурная селекция основывается на различии структуры помех и полезных сигналов. При этом структура последних зависит от используемых видов модуляции. Так, известные в радиолокации импульсные сигналы с линейной частотной модуляцией несущей частоты, позволяют реализовать принцип сжатия в приемной установке. В соответствии с этим  принципом импульс большой длительности с заранее известным законом изменения его несущей частоты преобразуется в узкий импульс. Поскольку отдельные полуволны полезного импульса связаны между собой жесткой функциональной зависимостью, а помехи (например, шумовые)   являются   случайными,   накопление  последних в процессе сжатия происходит относительно слабо. В то же время амплитуда узкого импульса существенно возрастает по сравнению с амплитудой широкого импульса.
В полном объеме структурная селекция может быть реализована лишь с помощью систем, осуществляющих распознавание образов (сигналов). В настоящее время развитие таких систем находится в начальной стадии.
Комбинированная первмчная селекция представляет собой различные совокупности рассмотренных выше селекции и может быть частотно-временной, пространственно-временной, пространственно-частотной и т. д. На практике комбинированная первичная селекция используется очень часто.
5. Вторичная селекция
Вторичная селекция связана с контролем сопутствующих параметров сигнала, которые формируются при специальном его кодировании на передающей стороне,   чтобы повысить   помехоустойчивость   радиотехнического   устройства. Это означает, что для осуществления вторичной селекции требуется  дополнительное   увеличение   энергии   излучаемых колебаний. Различают частотную, фазовую, временную, амплитудную и структурную вторичные селекции.
Частотная вторичная селекция обеспечивается модуляцией несущего сигнала дополнительными поднесущими колебаниями. Так, например, непрерывный сигнал подсвета цели для полуактивной головки самонаведения может модулироваться по частоте «дальномерным» синусоидальным на-142

пряжением [147], а в системах многоканальной радиосвязи и командных радиолиниях управления часто используется частотное разделение каналов, достигаемое с помощью специальных отличающихся по частоте поднесущих колебаний.
Вторичная частотная селекция в приемных устройствах осуществляется демодуляторами и фильтрами, которые связываются   непосредственно   с исполнительными  устройствами или входят в состав следящих систем. Благодаря вторичной частотной селекции снижается  уровень шумовых помех, а в системах самонаведения с непрерывными сигналами подсвета цели помимо того устраняется захват на автосопровождение помеховьгх сигналов, источники которых располагаются за пределами дальности действия ракеты. Фазовая, временная и амплитудная вторичные селекции относятся к синусоидальным и импульсным поднесущи.м, а не несущим колебаниям. По своим возможностям и способам реализации они подобны одноименным видам первичной селекции. При рассмотрении амплитудной вторичной селекции следует иметь в виду, что в этом случае угловое стро-бирование по поднесущим сигналам не применяется. Для вторичной селекции импульсов  по  положению требуется передача специальных опорных сигналов.
Для реализации вторичной структурной селекции, основанной  на  анализе видеосигналов  приемника,   используются не только сопутствующие параметры сигналов, но и дополнительные сигналы. В настоящее время различают вторичную структурную селекцию без обратной  связи и с обратной связью. Первая обеспечивается тем, что сигналы,   излучаемые  передатчиком  защищаемого  радиотехнического устройства  представляют собой  кодовые  группы импульсов  с   известной на приемной стороне структурой. Для этого могут  использоваться  избыточные числовые  и различного рода нечистовые коды, а также квазислучайные сигналы. Среди избыточных двоичных кодов широко известны коды с обнаружением, коды с одновременным обнаружением и исправлением ошибок, а также нечисловые коды, типичным   представителем   которых   является   временной код, представляющий собой группу импульсов с заранее известными интервалами между ними. Если структура принятого сигнала после пребразования его в видеоимпульсы отличается от сигнала, сформированного в передатчике, то при селекции без обратной связи фиксируется наличие по-

мехи и на исполнительное устройство напряжение не подается.
Селекция без обратной связи применима в любом радиотехническом устройстве и целесообразна для борьбы с импульсными маскирующими помехами. При структурной селекции с обратной связью помимо контроля за структурой выходных сигналов радиоприемника осуществляется устранение ошибок в передаче сообщений (например, команд управления). Это достигается применением систем двусторонней радиосвязи, называемых также системами с обратной связью.
Различают обратную связь с переспросом и со сравнением 166. 75]. Если при наличии обратной связи с переспросом приемник, анализируя поаупивший на него сигнал, устанавливает, что последний не отражает ни одного из возможных сообщений, то на передающую установку посылается сигнал переспроса. Получив этот сигнал, передатчик в прямой цепи связи осуществляет повторную передачу предыдущего сигнала. Так происходит до тех пор, пока не прекратятся посылки переспроса.
Когда используется обратная связь со сравнением, приемник в прямой цепи снязп (основной приемник) информирует передающую сторону о поступивших сигналах, посылая для этого по цепи обратной связи сигналы, именуемые квитанциями. В передатчике сведения, поставляемые квитанциями, сравниваются с тем, что было передано. В случае несоответствия сравниваемых данных с передатчика в основной приемник посылается команда, запрещающая использование пр<-дмд\ :щто сообщения и повторяется передача нужного сообщения. Если квитанция соответствует переданному сообщению, то передача каких-либо дополнительных сигналов по прямой цепи связи не производится и в приемной установке фиксируется сообщение, полученное к момепг\ формирования очередной квитанции. В простейших системах роль квитанций выполняют сигналы, транслируемые с выхода основного приемника.
Метод структурной селекции с обратной связью можно реализовать лишь в радиотехнических устройствах связи (радиолиниях передачи команд, системах передачи данных, раднок-лефонных станциях, неавтономных средствах радионавигации и т. п.) при передаче лишь дискретных сообщений. Построение таким же образом радиолокационных станций исключено, поскольку роль источников, формирую-

щих для них радиосигналы, играют цели противника или радиолокационные объекты иного типа. Структурная селекция с обратной связью позволяет бороться с импульсными маскирующими помехами.
6. Функциональная селекция
Функциональная селекция, называемая также функциональной обработкой сигналов, обеспечивает увеличение разрешающей способности радиолокационных измерителей угловых координат путем обработки сигналов, поступающих от нескольких независимых приемников. Сущность этой селекции поясним на примере пеленгации одного из двух не совмещенных в пространстве источников радиоизлучений ы, и «.,, полагая, что они охватываются главным лучом антенны амплитудного моноимпульсного угломерного устройства [231].
Как известно, типовой моноимпульсный измеритель углов имеет 4 антенны. На выходе каждой из них образуется сигнал, содержащий сведения об углах места и азимута источников «, и ы2. Обработав независимо выходные сигналы всех 4 антенн и связанных с ними приемников, можно получить в конечном итоге систему уравнений с четырьмя неизвестными. В рассматриваемом примере эти уравнения устанавливают связь между комплексными амплитудами сигналов, сформированных соответствующими приемниками, и угловыми координатами источников м, и и.2. Совместное решение полученной системы уравнений дает возможность разрешить источники «, и м2, а также определить их угловые координаты. В общем случае, когда имеется /V,, источников радиоизлучений, требуется 2Л'„ независимых каналов приема.
Из сказанного следует, что благодаря функциональной селекции достигается защита радиотехнического угломерного устройства от помех, источники которых размещаются вне пеленгуемой цели. Применение этого вида селекции целесообразно в радиолокационных и радионавигационных станциях, содержащих угломерные устройства, а также в радиосвязи при использовании одной несущей частоты для нескольких одновременно работающих передатчиков.

7. Адаптация, комплексное использование информации, использование радиопомех
Адаптация (приспособление к внешним услопиям) предусматривает изменение структуры и параметров защищаемого радиотехнического устройства, чтобы оно в условиях действия помех любого данного вида выполняло свои функции наилучшим образом. В настоящее время проблема адаптации радиотехнических средств при учете действия на них специально организованных радиопомех еще далека от своего разрешения, но усиленно изучается. Уже имеются некоторые рекомендации, вытекающие из теоретических исследований и направленные на улучшение отдельных элементов, входящих в состав радиолокационных измерителей координат, командных радиолиний управления, систем радиосвязи и т. д.
Так, хорошо известная система автоматического регулирования шумов (ШАРУ) осуществляет адаптацию приемника, поддерживая на его выходе неизменным уровень ложных тревог при действии широкополосных шумовых помех. Другим примером адаптивной системы является антенна радиолокационного угломерного устройства с самонастройкой его диаграммы направленности. Возможны также автоматические регулировки интервала квантования передаваемых сообщений по уровню [29], коэффициентов передачи измерителей и командных радиолиний управления 1110] в зависимости от интенсивности действующих помех.
Принципы комплексного использования информации реализуются в радиолокационных и радионавигационных измерителях, размещаемых на подвижных объектах. В таких измерителях сведения об искомых координатах получают в результате обработки сигналов, формируемых радиотехническими и ^радиотехническими датчиками информации. Нерадиотехнические датчики контролируют движение объекта, на котором расположен радиотехнический измеритель. При комплексном использовании информации обеспечивается дополнительное сужение полосы пропускания радиотехнического измерителя при сохранении малого уровня динамических ошибок. Это достигается благодаря тому, что изменения содержащегося в радиосигнале и подлежащего измерению параметра, обусловленные движением объекта, контролируются нерадиотехническими датчиками. Примерами нерадиотехнических датчиков информации, спо-

собных работать совместно с радиотехническими измерителями, являются акселерометры, гироскопические датчики, измерители воздушной скорости самолетов.
В процессе работы радиотехнических и нерадиотехни-ческнх датчиков возможна их взаимная коррекция, которая позволяет не только сужать полосу пропускания радиотехнического измерителя координат, но и осуществлять периодическое выключение последнего. При этом в качестве полезных используются сигналы, формируемые нерадиотехническими датчиками. Чтобы имелась возможность производить необходимые переключения в радиотехническом устройстве при действии на него радиопомех, в состав комплек-CHorci.измерите.тя должен входить анализатор помех.
Метод комплексного использования информации является сравнительно универсальным. Он может применяться при защите как от маскирующих, так и от имитационных помех.
Использование помеховых сигналов в интересах радиоэлектронных средств обеспечивается обычно пассивными измерителями угловых координат целей (например, угломерных устройств пассивных головок самонаведения ракет). Кроме того, режим пассивной пеленгации предусматривается в самолетных, корабельных и наземных радиолокационных станциях военного назначения, активных и полуак-тивных головках самонаведения ракет. Известны также пассивные радиовзрыватели.
4.4.   ОПТИМИЗАЦИЯ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ
1. Общие сведения
Традиционными разделами теории оптимальной обработки сигналов являются:
—	обнаружение и распознавание сигналов;
—	оценка   параметров;
—	фильтрация;
—	разрешение сигналов.
В измерительных радиотехнических устройствах обнаружение сигнала, т. е. установление факта его наличия, как правило, всегда предшествует измерению. Это обусловлено тем, что ценность представляют лишь те результаты измерений, которые получены с гарантированной заранее

точностью. Поэтому автоматические измерительные устройства, а также автоматические командные радиолинии управления содержат обнаружители, которые подключают цепи измерения или регистрирующую аппаратуру при определенном соотношении между сигналом и уровнем шумов. В бинарных системах связи обнаружитель представляет собой элемент приемной аппаратуры, который фиксирует наличие или отсутствие двоичных символов в принимаемом сигнале.
К теории обнаружения по применяемому математическому аппарату и схемным реализациям примыкает распознавание (различение) сигналов, когда необходимо определить, какой из возможных сигналов присутствует в принятом сообщении.
Оценка параметров является одной из классических задач математической статистики. Суть ее состоит в том, что по конечному числу выборочных значений некоторой случайной величины, вид распределения которой предполагается известным, определяются (оцениваются) значения параметров этого распределения. В радиотехнических приложениях подобная задача состоит в определении некоторых характеристик (параметров) принимаемого сигнала. Предполагается, что измеряемая величина закодирована в одном из параметров сигнала, принимаемого совместно с шумами. При оптимальной оценке этот параметр должен быть измерен (оценен) наилучшим образом в смысле принятого критерия качества.
Как следует из общей формулировки задачи оценки параметров, для ее решения необходимо знать вид закона распределения принимаемой смеси сигнала и шума. Помимо этого одним из основных допущений, которое делается при оценке параметра, является условие постоянства параметра в течение времени измерения или, как часто говорят, времени наблюдения. Это условие сильно снижает прикладное значение задачи оценки параметров применительно к автоматическим радиолокационным и радионавигационным измерителям координат подвижных объектов.
Оптимальная фильтрация свободна от указанного допущения. Такая фильтрация позволяет выделить наилучшим образом из смеси полезного воздействия и шума само полезное воздействие, которое представляет собой в общем случае реализацию некоторого случайного процесса. Если выделяемое воздействие является постоянной, но неизвестной величиной, то получаются результаты, аналогичные тем,

которые дает теория оценки параметров. Поэтому иногда фильтрацию называют оценкой процесса 1100).
Проблема оптимального разрешения в статистическом плане сводится к установлению факта наличия или отсутствия данного сигнала при наличии мешающих сигналов с близкими значениями параметров. Следовательно, решается задача обнаружения сигнала в условиях, когда совместно принимаются сигналы, близкие по структуре к обнаруживаемому.
Принимая во внимание все сказанное выше, отметим, что можно получить общее представление о проблемах оптимальной обработки сигналов, если рассмотреть лишь задачи оптимального обнаружения и фильтрации.
2. Обнаружение сигналов
Для наглядности изложения введем основные понятия и характеристики оптимального обнаружения, иллюстрируя их на простейшем примере. Предположим, что на интервале наблюдения (обработки) Т может присутствовать или отсутствовать полезный сигнал, характеризуемый постоянным значением нс (рис. 4.1, а). В качестве обнаруживаемого сигнала можно было бы принять отрезок синусоиды с постоянной амплитудой, однако это не изменит существа рассматриваемой ниже процедуры обнаружения.
Достоверному обнаружению сигнала мешает наличие ш\ма (рис. 4.1, б), в смеси с которым наблюдается сигнал (когда он присутствует). Следовательно, по реализациям, содержащим смесь сигнала с шумом (рис. 4.1, б) или только ш\м, необходимо установить факт присутствия сигнала. ' Таким образом, процедура обнаружения сводится к обработке реализаций случайной функции
В каждой из этих реализации возможно наличие или отсутствие обнаруживаемого сигнала.
Будем обозначать случайные функции и случайные величины большими (заглавными) буквами Y (О, U (/) и т. д., а набор их возможных значений, а следовательно, и аргументы (независимые переменные) соответствующих законов распределения — малыми буквами, например у, чш и т. д.
Достаточно полной статистической характеристикой случайной функции Y (I) является ее многомерная плотность

5.2.   КОМПЕНСАЦИЯ  ПОМЕХ  С  ПОМОЩЬЮ ВСПОМОГАТЕЛЬНОГО ПРИЕМНИКА
1. Общие сведения
При использовании вспомогательного приемника проще всего компенсируются радиопомехи, которые поступают на защищаемое радиотехническое устройство с направлений, соответствующих боковым лепесткам диаграммы направленности антенны. Различают некогерентный (амплитудный) и когерентный методы компенсации таких помех. Первый из них сводится к тому, что компенсация помех осуществляется в процессе обработки видеосигналов, а при когерентном методе компенсация помех производится в трактах высокой или промежуточной частоты
2. Амплитудный метод компенсации помех
Сущность амплитудного метода компенсации помех рассмотрим в процессе анализа схемы, изображенной на рис. 5.15 [90]. При этом предполагаем, что компенсации подлежат активные импульсные радиопомехи в приемнике импульсной радиолокационной станции.
Основной приемник содержит антенну Л0, смеситель См0, усилитель промежуточной частоты УПЧ0 и амплитудный детектор Д0. В состав компенсационного приемника вхидлт аналогичные элементы, обозначенные на рис. 5.15 соответствующими символами с индексом «к». Кроме того, имеется местный гетеродин (Г) и вычитающее устройство (ВУ).
Компенсация помех достигается в вычитающем устройстве при условии, что помеховые сигналы, вырабатываемые детекторами Д0 и Дк, начинают действовать в одно и то же время и имеют одинаковые длительности и огибающие. Что-

бы эти условия выполнялись, требуется полная идентичность одноименных элементов в основном и компенсационном приемниках, а антенны А 0 и Ак должны иметь диаграммы направленности F0 (9) и FK (6), удовлетворяющие равенствам
Здесь 9 — угол, отсчитываемый от направления максимума диаграммы направленности приемной антенны А0, а 9„ — ширина главного лепестка диаграммы направленности той же антенны.
Возможные диаграммы направленности Ри (9) и F0 (9) показаны на рис. 5.16. При этом отличие FK (9) от нуля при —0,590 < Э0 < 0,590 и о- функции F0 (в) при 9 > 0,5 90 и 9 < —0,59„ сделано лишь для наглядности.
Если амплитудно-частотные характеристики W0 (ш) и WH (со) линейных частей основного и компенсационного приемников удовлетворяют соотношению Wu (ш) = KWK (ш), где к — коэффициент пропорциональности, а детекторы Д0 и Д,. идентичны, то справедлива следующая связь FK (9) с F0 (6):

При выполнении равенств (5.2.1) и (5.2.2) осуществляется не только идеальная компенсация помех, действующих по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны Л0, но и отсутствует ослабление полезного сигнала ис ((), источник которого располагается в зоне основного лепестка

диаграммы направленности антенны Л0. Однако при одновременном действии импульсных помех, принимаемых по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны А и полезного сигнала „с (,), полная компенсация помех не° происходит. Покажем это, полагая, что напряжения и (/) и и, (/), образующиеся на выходах УПЧ„ и УПЧ равны

Здесь £УСО(Л и Uao (t) _ огибающие полезного сигнапа и помех в основном приемнике; 6'ан (,) _ огибающая помех в компенсационном приемнике; coi]p - промежуточная час"
I ОТ 3.
Если детекторы Д0 „ Дн квадратичные, то их выходные
напряжения Ид.   и иш приближенно равны	выходиые
иДД;соответстве1;„0ОЭффНЦИеНТЫ ПереДЭЧИ детект°Р°в ^ _ Из соотношений (5.2.5) и (5.2.6) видно, что при Ua (/) = - иая (I) и к до _ kw напряжение кд (/), образующееся на выходе вычитающего устройства (рис. 5.2.15), состав-
Л Я6Т
и полезный сигнал оказывается искаженным помехами   Их интенсивность зависит от уровня боковых лепестков ашенны Л0 и мощности источника радиопомех. На практике обычно не удается реализовать диаграммы направленности F   (8) определяемые равенствами (5.2.1) и (5 2 2)
Более простыми являются ненаправленные компенса-нионные антенны диаграмма направленности которых изо-бражена на рис. 0.17 пунктирной прямой, или антенны с диаграммой направленности FK (9), показанной на рис 5 17 штрих-пунктирной кривой. Антенна Ак с диаграммой направленности последнего вида препятствует ослаблению компенсационным устройством полезного сигнала источник ко торого располагается в направленности максимума диаграммы направленности А0 (6 = 0). Но по мере роста 0 от 0 до

0,5 9,j и уменьшении от 0 до—0,5 00   ослабление  полезного сигнала увеличивается.
При использовании ненаправленной антенны А„ устройства, в которых осуществляется компенсация помех, действующих по боковым лепесткам диаграммы направленности основной антенны, могут быть построены в соответствии со схемами, представленными на рис. 5.15 или 5.18 [90].
Устройство, схема которого показана на рис.5.18, содержит основной приемник импульсной РЛС и компенсационный приемник. Но в отличие от схемы рис. 5.15 сигналы с выхода антенны Л0 поступают не только в смеситель Сма, но и на вход компенсационного приемника Эти сигналы через направленный ответвитель (НО), аттенюатор (Ат) и фазовращатель (ФВ) подаются в сумматор (2), где они смешиваются с выходным напряжением Ал.
Параметры Ат и ФВ выбираются так, чтобы мощности сигналов, принимаемых антеннами Л0 и Лк в направлении максимума основного лепестка антенны А0 были одинаковыми, а фазы отличались на л. Для соблюдения таких условий во всем диапазоне углов обзора, обеспечиваемых антенной А 0, ее целесообразно укреплять соосно с антенной Лп.. Благодаря НО, Ат, ФВ и 2 при ненаправленной антенне

/1Ь достигается изменение напряжения на выходе 2 в соответствии с функцией FK (в). Однако при этом РЛС получается весьма сложной, вследствие чего более предпочтительной оказывается схема, изображенная на рис 5.15. При последующем изложении именно эта схема будет иметься в виду.
При применении ненаправленных компенсационных антенн или антенн с диаграммой направленности, изображенной на рис. 5.17 штрих-пунктирной кривой, идеальная компенсация помех принципиально невозможна. Поэтому компенсационные приемники делаются так, чтобы во всех случаях, когда антенной А0 принимаются помеховые сигналы с направлений соответствующих наибольшему из боковых лепестков ее диаграммы направленности, выполнялось неравенство «дн>"до- В таких условиях возникает эффект перекомпенсации помех и ослабление полезного сигнала на выходе вычитающего устройства.
Ослабление полезного сигнала в наибольшей мере проявляется   при   ненаправленной   компенсационной  антенне и построении приемника РЛС в соответствии со схемой, показанной на рис. 5 15, и связано с одновременным его появлением на выходе детекторов Д0 и Д„. Если наряду с полезным сигналом ис (/) действует помеха, источник которой лежит в зоне действия боковых лепестков антенны А0, то наличие эффекта перекомпенсации приводит к дополнительному его ослаблению, а при достаточнс мощной помехе возможно полное подавление полезного сигнала.
Сравнительно редкими совпадения по времени действия полезных сигналов и помех бывают в тех случаях, когда помехи порождаются отражениями от местных предметов, излучениями соседних радиолокационных передатчиков или передатчиками хаотических импульсных помех с большой средней скважностью импульсов.  Если источниками помех являются земля или водная поверхность, то эффективность РЛС с амплитудной компенсацией заметно понижается. Это объясняется тем, что помеховые сигналы, поступающие от земли или водной поверхности, по существу представляют собой хаотически следующие импульсы со случайными амплитудами и длительностями. Количество таких импульсов в единицу времени может быть столь большим, что они будут часто совпадать с импульсами полезных сигналов, а их мощность может оказаться достаточной для подавления полезного сигнала. Низкая эффективность амплитудного метода 218

компенсации может быть и при действии достаточно интенсивных специально организованных шумовых и хаотических импульсных помех; при этом импульсы помех последнего вида должны иметь среднюю частоту повторения во много раз большую, чем частота повторения зондирующих сигналов РЛС.
Помимо сказанного выше, амплитудному методу компенсации свойственен и другой недостаток. Он состоит в дополнительном уменьшении чувствительности РЛС за счет шумов компенсационного приемника. В самом деле, если не учитывать флуктуации напряжения, вырабатываемого местным гетеродином, то шумы основного и компенсационного приемников являются независимыми. Поэтому дисперсия а^л шумов на выходе вычитающего устройства при отсутствии полезных  и внешних помеховых сигналов равна
О'лД = стшо -Г в:.ик•
Здесь <7шг и о,ц„ — дисперсии шумов, образующихся на выходах детекторов Д0 и Дн, а коэффициент передачи вычитающего устройства предполагается равным единице.
Если амплитудно-частотные характеристики основного и компенсационного приемников идентичны, а источники их внутренних шумов имеют одинаковые мощности, то чувствительность РЛС с устройством компенсации вдвое хуже, чем при его отсутствии. Это приводит к выводу о целесообразности выключения компенсационного приемника при работе РЛС в условиях, когда на нее не действуют внешние радиопомехи.
Повышению чувствительности РЛС  с компенсационным приемником способствует как можно меньший коэффициент передачи последнего, а для требуемой компенсации помех следует увеличить соответствующим образом усиление компенсационной антенны. Вследствие этого антенна Ак должна быть направленной и преобразовывать принимаемые сигналы так, чтобы осуществлялась компенсация помех, источники которых размещаются в заранее заданном секторе пространства относительно РЛС.
Амплитудный метод компенсации помех реализуется технически сравнительно просто и, несмотря на присущие ему недостатки, часто может обеспечивать высокую эффективность импульсных РЛС при их работе в условиях отражений радиосигналов от местных предметов. Он, кроме того, явля-

преобразователь имеет вдвое лучшую помехоустойчивость, чем   однобалансный.
Если / Ф s, то qi может быть как больше, так и меньше
единицы.
Отношение q^ = q^,/qHS, определяемое в результате деления (5.4.39), на (5.4.46), по своим свойствам аналогично^-
Суммируя все сказанное выше, можно сформулировать следующие основные положения:
—	при формировании сигналов с одинаковыми несущими
частотами   двухбалансный   преобразователь   всегда   более
помехоустойчив, чем однобалансный; при этом максималь
ный выигрыш в помехоустойчивости по критерию отношения
эффективных мощностей полезного сигнала и помех состав
ляет  2;
—	при формировании сигнала допплеровской частоты со
смещением  помехоустойчивость однобалансного и двухба-
лансного преобразователей может    быть    как выше,  так
и ниже по сравнению со случаем формирования сигнала доп
плеровской частоты без смещения;

—	работа однобалансного и двухбалансного преобразо
вателей в режиме выделения сигнала допплеровской частоты
со смещением обеспечивает ослабление влияния проникаю
щего сигнала, а при формировании сигнала допплеровской
частоты без смещения этот эффект не наблюдается;
—	фазовращатель ФВ,, показанный на рис. 5.29,.дол
жен быть широкополосным,   что вызывает некоторые труд
ности при его реализации.

ПРОСТРАНСТВЕННАЯ, ПОЛЯРИЗАЦИОННАЯ, ЧАСТОТНАЯ И ФАЗОВАЯ СЕЛЕКЦИИ
6.1.  ПРОСТРАНСТВЕННАЯ  СЕЛЕКЦИЯ   И   ПОДАВЛЕНИЕ
помех путем формирования диаграмм направленности заданной формы
В настоящее время наметились два основных пути повышения пространственной селекции:
—	выбор распределения амплитуды и фазы электромаг
нитного  поля в раскрыве антенны;
—	применение антенн с нелинейной обработкой сигна
лов.
1. Выбор амплитудного и фазового распределений поля в раскрыве антенны
В синфазных антенных системах улучшение их пространственной избирательности достигается выбором амплитудного распределения поля в раскрыве. Чтобы исключить неоднозначность измерения угловых координат источников излучения, необходимо уменьшать уровень боковых лепестков диаграммы направленности. При заданных размерах антенны это обеспечивается выбором амплитудного распределения, плавно спадающего к краям раскрыва. Однако такое распределение вызывает увеличение ширины главного лепестка диаграммы направленности.
В теории антенн доказывается, что может быть создана оптимальная антенна, диаграмма направленности которой при заданной ширине главного лепестка имеет минимальный уровень боковых лепестков. Такая диаграмма направленности описывается полиномом Чебышева [2, 187]. При защите РЛС, например, от помех, которые создаются объектами, вынесенными относительно цели, при необходимости значительного снижения уровня боковых лепестков (до 40 дБ и более) полезно применять чебышевские диаграммы направленности. Возникающее при этом некоторое увеличе-

ние шприцы и;1 ; главного луча приводит к уменьшению эф-фектпвно1"| площади антенны и является платой за повышение помехозащищенности РЭС по отношению к помехам, действующим По боковым лепесткам диаграммы направленности. Наилучшим образом задача улучшения разрешающей способности прц одновременном уменьшении уровня боковых лепестков решается в классе линейных синфазных антенн выбором размера антенны и чебышевского распределения поля по ее раскрыву.
Для больших антенных систем, размеры d которых со
измеримы с расстоянием г до цели, измерения координат
проводятся в промежуточной зоне дифракционной диаграм
мы, где угловые размеры 0Пз главного луча диаграммы
возрастает по сравнению с шириной диаграммы направлен
ности в Дальней зоне 0Лз (рис. 6.1). Поэтому в промежуточ
ной области разрешающая способность синфазных антенн
ухудшается. Простое увеличение апертуры антенны не
дает улучшения разрешающей способности по угловым ко
ордината.^ так как в промежуточной области сечение луча
соизмерило с размерами антенны. Увеличение ширины л)ча
Опз объясняется наличием квадратичных фазовых искаже
ний поля в раскрыве антенны [136, 187]. Компенсация этих
искажений позволяет так же, как и в оптике, проводить
фокусирование л\ча на заданною дальность. Этим дости
гается существенное \гл\чтение разрешающей способности
РЭС.	J '
Фокусирование антенны может быть достигнуто конструктивным выполнением ее в виде сферы. Кривизна антенны определяет дальность фокусирования. Особенно удобно проводить фокусирование в фазированных антенных решетках (ФАР), где компенсация паразитных фазовых набегов проводится фазовращателями.

Фокусирование антенны увеличивает ее коэффициент усиления Оф, степень повышения которого можно оценит t величиной (136, 187]
где gc,!i;i — коэффициент усиления синфазной антенные равномерным распределением поля по раскрыву; г — дальность фокусирования.
^ л\ чтение угловой разрешающей способности удобно характеризовать отношением ширины луча синфазной антенны Ос к ширине луча фокусированной антенны Оф:
Фокусирование широко применяется в РЛС с синтезированным раскрывом и в голографических РЛС.
В принципе, подбором соответствующих амплитудных и фазовых распределений при заданной апертуре антенны можно получить чрезвычайно узкие диаграммы направленности («сверхнаправленные» антенны). С. А. Щелкуно-вым теоретически показано, что это обеспечивается созданием резко осциллирующего по фазе и амплитуде распределения поля по раскрыву [ 161, 205). Поля, создаваемые одновременно каждым элементом такой антенны, вследствие благоприятной интерференции складываются в пространстве, что и приводит к явлению сверхнаправленности.
При осциллирующих распределениях амплитуды и фазы по раскрыву резко возрастает доля реактивной энергии, накапливаемой вблизи антенны. Вследствие этого уменьшается излучаемая мощность.
В антенных решетках сверхнаправленноаь получается п\тем более тесного расположения излучателей на расстоя пнях, меньших ?./4. Достигаемое таким образом увеличение направленных свойств антенны приводит к уменьшению ее к. и .д., так как растет число фидерных линий, передающих энергию с потерями. Кроме того, при уменьшении расстояния между элементарными антеннами сужается полоса пропускания антенной системы.
Общими недостатками сверхнаправленных антенн являются:
—	уменьшение к.  п. д.;
—	сужение полосы рабочих  частот;
—	
—	невозможность электрического управления простран
ственным  положением луча;
—	сложность выполнения фидерных систем.
Явление сверхнаправленности может быть использовано
для сравнительно небольших антенных систем или антенных решеток с малым числом излучателей.
2. Антенны с нелинейной обработкой сигналов
Существует большое разнообразие антенных систем с нелинейной обработкой сигналов. Результирующий выходной сигнал такой антенной системы характеризуется нелинейной функцией сигналов (произведением, степенью и т. д.), формируемых элементарными антеннами [15, 136, 20-1]. Нелинейная обработка позволяет синтезировать любую диаграмму направленности, которая может быть получена выбором амплитудно-фазового распределения в обычной линейной решетке. Как правило, нелинейная обработка проводится для увеличения направленности антенны (при заданных ее размерах) и снижения уровня боковых лепестков. Типичным представителем антенн рассматриваемого класса является мультипликативный интерферометр с двумя антеннами, разнесенными на расстояние 2d.
Пусть элементарная антенна интерферометра имеет диаграмму направленности F (•&), где u = sin 8. Тогда сигнал на выходе перемножающего устройства равен
ин = KUUF" (d) cos МО),
где к = 2д'л, а к„ — коэффициент пропорциональности. Аналогичная линейная антенна имеет диаграмму направленности
«л = UF (0) cos (0,5/o/fl).
Сравнение и,, и нл показывает, что нелинейная обработка сужает диаграмму направленности.
Значительное увеличение направленности может быть получено многократным перемножением сигналов нескольких антенн. В книгах 115, 136, 187] приведены разновидности нелинейных антенных систем.
Антенны с нелинейной обработкой сигналов имеют ряд недостатков:
— снижение отношения сигнал'шум пропорционально отношению числа элементов в решетке с нелинейной обра-

боткой к количеству элементов в обычной равномерной линейной решетке;
— зависимость разрешающей способности от относительной интенсивности сигналов, что связано с эффектом подавления слабого сигнала более сильным в нелинейном устройстве.
Если не считаться с увеличением коэффициента шума в нелинейных антенных системах, то такие антенны дают выигрыш в разрешающей способности. Для некоторых типов антенн этот выигрыш оценивается коэффициентом 1,2 [15].
Нелинейные антенные системы могут применяться для улучшения разрешающей способности при возможности длительного накопления сигнала, когда уменьшение отно-шени'я сигнал'шум, связанное с нелинейной обработкой, является второстепенным фактором.
6.2.   ПОЛЯРИЗАЦИОННАЯ СЕЛЕКЦИЯ
1. Основные определения
Поляризация является пространственно-временной характеристикой электромагнитной волны; она определяет закономерность пространственной ориентации вектора напряженности электрического (или магнитного) поля за период несущего колебания. Для плоских однородных волн, которые имеются в виду при дальнейшем изложении вопроса, векторы напряженности электрического и магнитного полей лежат в плоскости, перпендикулярной направлению распространения волны.
При анализе поляризации волны достаточно знать закон изменения ориентации только одного из векторов напряженности электромагнитного поля. Обычно поляризацию оценивают по ориентации вектора напряженности электрического поля Е.
Поляризацию волны характеризуют поляризационной диаграммой, представляющей собой проекцию кривой, описываемой концом вектора Е, на плоскость, перпендикулярную направлению распространения волны. Различают три основных вида поляризации: линейную, круговую и эллиптическую. При линейной поляризации пространственная

ориентация вектора Е остается неизменной, а поляризационная  диаграмма   представляет  собой   прямую линию.
Круговая поляризация отличается тем, чго вектор Е, имеющий постоянную амплитуду, вращается с постоянной угловой скоростью вокруг направления распространения. ilpn этом конец вектора описывает окружность. Период Ерг:щс-ния равен периоду электромагнитного колебания. У эллиптически поляризованной волны конец вектора Е ( П!:сы1;г:ет при вращении зллипс. При этом мсяуль ьч-к;-га Е и угловая скорость его вращения претерпевают периодические изменения за период вращения.
В зависимости от того, изменяются параметры под"; -\-за;:нош:ои диаграммы с течением времени или остаюто; г:ч-ок'янпь'мм, электромагнитные волны делят на три грлппы: полностью поляризованные, частично поляризованные и не-ггляризованные. Полностью поляризованной называется ьолна с неизменными во времени параметрами поляризации. При наличии непрерывных относительно медленных изменен!;!"! параметров поляризационной диаграммы (время, необходимое для заметного изменения параметра, вомногораз превышает период высокочастотных колебаний) электромагнитную волну называют частично-поляризованной. Неполяризованная или хаотически поляризованная волна характеризуется быстрыми флуктуациями вектора Е как по модулю, так и по направлению вращения. В этом случае по лярнзашюнная диаграмма принимает все возможные формы и ориентации, вследствие чего выделить какое-либо преимущественное ее положение не представляется возможным.
Проекции ех и е,, вектора Е на ортогональные оси координат Ох и Оу (рис. 6 2) можно представить в виде
При изменении соотношения амплитудных составляющие колебаний (£, и £,,) и фазового сдвига между ними Мф = фх — ?• )  можно получить поляризацию любого   впд,ч. Так, если _Ц равно 0 или л, то имеет место линейная полярн занпя. Если при этом Ех = 0, Еи =•- 0 или Ех =^= О, £„ --   п то получаются   вертикальная   и горизонтальная полярпи цпя соответственно.  Когда же £х. =£. О, £,, Ф 0,  а Д<р ----  о будет линейная поляризация ориентации а, где угол a. ме/к ду осью Ох и вектором Е определяется равенством tg a

= £,., £д. Если разность фаз колебаний равна нечетному числу л/2, т. е. Дф = (2п -f 1) -т 2, где п — целое число, и Ех ~ Е,., то образуется круговая поляризация. В тех случаях, когда О < Дф < 0,5л или Ех -г= £.,., а также при одновременном выполнении указанных условий формируется эллиптическая поляризация. Случайные изменения величии Дф, Ех и e.j приводят к возникновению хаотической поляризации. При различии поляризации каких-либо сигналов или сигнала и помехи можно, используя поляризационные селекторы (фильтры), отделить один сигнал от другого или существенно ослабить помеху и тем самым добиться более надежного выделения полезной информации,
2. Параметры эллипса поляризации
Эллиптическая поляризация электромагнитной волны является наиболее общим видом поляризации, из которого как частные случаи могут быть получены линейная и круговая поляризации.
Эллипс поляризации определяется его формой, ориентацией осей относительно выбранной системы координат хОу (рис. 6.2) и направлением вращения вектора Е. Форму эллипса обычно характеризуют коэффициентом эллиптичности /сэл, абсолютное значение которого равно отношению малой Ь и большой а полуосей эллипса
кзл = Ыа.	(6.2.2)
Значения модуля к,,.-, ограничиваются очевидными пределами: 0^ |к9л1^ '• '3 зависимости от направления вращения вектора Е коэффициенту эллиптичности придают тот или иной знак. Если при наблюдении от источника вдоль направления распространения волны вектор Е вращается по часовой стрелке, то волна называется правополяризован-ной и/\3i считается положительным. При вращении вектора против часовой стрелки волна называется левополярпзован-ной п кэл отрицательный.
Наряду с коэффициентом \Vi -1ЛЯ характеристики формы эллипса и направления вращения вектора Е используется угол эллиптичности

поляризацией отраженная волна также характеризовалась бы кр\ говон поляризацией, но с обратным направлением вращения При эгом отражения от гидрометеоров могли бы 'ыгь полностью подавлены в поляризационном селекторе. В .;а"1ствптельпостн капли дождя оказываются несколько оглашёнными и отраженная волна имеет эллиптическую поляризацию. Степень сплющивания капель влаги увеличивался при возрастании интенсивности осадков. Так, например, при интенсивности осадков 15 мм ч коэффициент зл-Л1!': :п-;Н'"сп! осаженной волны равен 0,88, а для слабого д г-;-;,y;h с интенсивностью 1 —2 мм ч к., ^ 0,98. На рис- 6.10 пр::: i'.~i н график, хара,чтериз\ ющпн степень подавления
: Лр-:Ж( :!l!H   ОТ OG'UKOfi  В ЗаВПСП.МОСТП ОТ ИХ   И НТеНСНВНОСТ И  Н
|м~: ч! (. >1;;ажс пня от осадков мало!! интенсивности ослаб-.-;:;v.;v-; на 35—Ю дБ |74|.
П''М(.-<пин сигнал, отраженный, например, от самолета HYvt.7' !:о;первых. элдил гпческу ю поляризацию при круговой поляри/ииши облучаюндей волны и, во-вторых, параметры поляризации непрерывно изменяются. Это приводит к тому, что при приеме полезных сигналов значение поляризационного коэффициента приема будет существенно меньше единицы. Экспериментальные данные показывают, что при использовании круговой поляризации среднее значение мощности полезных сигналов на входе приемника уменьшается на 6-- 8 дБ по сравнению со случаем использования линейной .поляризации (при прочих равных условиях). Следовательно, применение круговой поляризации в РЛС \ велнчпвает отношение сигнал помеха, например, для слабого дождя не на 35—10 дБ, а на 27—34 дБ [74].
Чтобы оценить, как проходит полезный сигнал через поля; понтонный селектор, следует усреднить результат расчета по фор.мулам (6.2.13) — (6.2.17) для различных рассо-гл;.о>:;;::!пй м-.-ж ту падающей волпоГ! и антенном по параме-
трам поляризации. При этом нужно учитывать вероятности появления различных значении параметров поляризации сигналов. В силу указанных обстоятельств аналитическая оценка весьма сложна н на практике чаще всего ответ стремятся получить экспериментально.

6.3.   ИЗМЕНЕНИЕ  РАБОЧЕЙ  ЧАСТОТЫ РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ  СРЕДСТВ
Когда говорят об изменении частоты, то обычно имеют в виду изменение высокочастотного заполнения сигналов, формируемых радиоэлектронным средствам (РЭС). Однако применительно к радиолокационным станциям это может быть также изменение частоты следования импульсов /,, и частоты сканирования диаграммы направленности /:ск.
Изменение частоты при определенных условиях является эффективным путем повышения помехозащищенности РЭС и одновременно позволяет существенно улучшить некоторые из их основных показателей.
1. Эффективность изменения несущей частоты
Известны  несколько  способов   изменения  несущей  частоты  радиосигналов.    Простейший  из  них    заключается в использовании  двух  прпемно-передающих  каналов,  настроенных на различные частоты Д и f,. Каналы работают попеременно. Переключение осуществляется вручную оператором  пли автоматически с помощью специальных схем анализа, фиксирующих наличие помехи в приемном тракте. Другой способ заключается в непрерывном и относительно медленном изменении рабочей частоты РЭС по заданному закон}, например, fc -=/,-, (1 -.-/csin ill), где Q — низкая частота, к — коэффициент, определяющий девиацию частоты/с. Третий способ отличается тем, что частота изменяется скачкообразно от одного значения к другому, но на каждой из выбранных частот работа ведется достаточно долго, например,   в  течение  большого   числа   периодов  следования импульсов РЛС.
Хотя перечисленные способы изменения частоты и находят применение на практике I16GI, их следует считать неперспективными. Они не улучшают основных свойств радиоэлектронных устройств, а с учетом современного уровня развития электровакуумных приборов и методов радиоэлектронного противодействия [-5, 24| у\\[ способы практически не улучшают и защиту РЭС от искусственно создаваемых помех.
Принципиально иное значение имеет быстрое изменение частоты РЭС по случайному закону, например применяемое в РЛС изменение частоты от импульса к импульс) 110!, 10*

131). При гаком изменении высокой частоты сигналов РЛС обеспечивается:
—	улучшение характеристик обнаружений целей;
—	уменьшение:   ошибок   измерения   угловых   координат
целей:
—	увеличение дальности и точности сопровождения целей
на фоне мешающих отражений э! земной и волной поверх
ности:
—	существенное повышение  защищенности РЛС ел  ис
кусственно создаваемых   и  взаимных  помг.х.
Улучшение /сновных показак-лен РЛС связано с усред-ненпе.м значений ^фф-ктиг-'ной а :г-:.^> ;н рассеяния 'ЭГ1Р)
ЦеЛИ  5„ При бЫСТП.лМ   'ММеН^НИМ   Ч-iCrjib!   iOJUHP'. ЮЩН >,   СНГ-
палон в достаточно широких пр jri-^v Ь";!,.. нзвгсшо. мощность сигнала, офоЖснного or реалы; • ' цели, hi ere; певает боль;!;;*- изменения г ^аннсп.мосги 'я направления f ко-T0po\i и;: холится РЛС по li ношению к эюн цели Л1ощносгь отраженного сигналь- и JX, .тля лчннгго направления чро-
ПОрПИОН:: ТЬ.ЧЫ  ДрУГ   ДруГ}'     При   rir|Jr \!t-!lleНИИ   ЦеЛИ   ОТНОСП-
тельно Р.ЛС НЛП при е- слч^айны.ч ко 1гбаннчх отраженный сигнал -медленно фл\кт\-пру(м в соответствии с д);а-rj)a.\iM(/i'i переи -!Л\'чення
Лля уяснения физической сущност;; процесса \'сред-Пепия (!)ачений Su рассмотрим п^юоейшую модель сложной цели, представляющую собой дне изотропно пзлу-чающш точки 1 и '2 (рис (ill) с одинаковой мощностью перси зл\ 4i ння. удаленные друг от ;:. \ ги на расстояние /„ i.'!i!iit'j;HMii размер нелш Лнаграмма переизл\'чения по полю и этом случае описывается формулой 1134)
направ ;е.ч:;е на точк\ приема. Ширина огде.тьного лепестка
ДПа/ рй.М.МЫ ''О H\,7fl;0'.!\ \pOB-f:i(; COCKiB.TMel ( •;/: Я ц Sj" I IJ —
15 )
(^„ =- '• -'/,	(С).:12)
П| И         'Н.МеПе.ЧНП         ДЛИНЫ
полны ' ;Пагра \i\ia .перс-излучения "\дет де.-}юрмрро ваться вследствие изменения

ширины лепестков; неизменным будет только положение оси лепестка, симметричного относительно линии 00.
Так, например, при Я = 3 см и /„==10 м ширина лепестков составляет 00 = 0,043'. Если изменить длину волны на 1°о, то пространственное положение 50-го лепестка диаграммы переизлучения (отсчет ведется от линии 00 и угол ff zz 2") цчменится на 0,56,,. В итоге для направления, характеризовавшегося ранее нулевым лереизлученнем, при изменении /. будет иметь место максим1, м излучения. Следовательно, за время облучения цели при указанном изменении частоты значения Sn будут изменяться от нуля до максимума для углов <; ^ 2'. При суммировании пачки отраженных сигналов результирующий эффект (энергия пачки) б\дет пропорционален среднему значению эффективной площади рассеяния (ЭПР) цели.
Если несущая частота сигналов изменяется случайно от импульса к импульсу в пределах полосы д/рлс, плотность распределения частоты постоянна и закон распределения интервала межд\ скачками симметричен, то математическое ожидание модуля разности двух соседних значений частоты равно (129J
Л^..._..+]( = Л/РЛС/2.	(6.3.3)
поэтому при л/рлс ~ 200 .МГи' для ). — 3 см с вероятностью, равной единице, следует ожидать усреднения Sn от нуля до максимума за длительность пачки импульсов, принимаемых при каждом облучении цели. Таким образом, исключается возможность пропадания отраженных сигналов или их значительных ослаблений, вызванных тем, что направление цель — радиолокационная станция лежит вблизи одного из нулей диаграммы переизлучения цел и.
Анализ показывает I131J, что корреляция между следующими др\г т другом отраженными сигналами будет отсутствовать, если ел-нг но частоте от одного излучаемого импульса к др\гом\ не менее
Д/ ^ с /ц,	(6.3.4)
где с— скорость света. При /ц =10 м получим Д/^ 30 МГц. Указанный эффект приводит к существенному улучшению   характеристик  обнаружения   целей.   Эти   характеристики   представляют собой  зависимость вероятности  пра-

вильного обнаружения рпо сигналов от отношения сигнал/ шум по энергии q на входе приемника РЛС при постоянной вероятности ложной тревоги рлт.
На рис. 6.12 1132] приведены для сравнения три характеристики обнаружения: а — обнаружение нефлуктуирую-п:ей цели (идеальны!! случай): 6 — обнаружение реальной цели, характеризующейся медленными фл\ктуакиями Su; и — обнаружение флукт\>г.-ую;цен цели пр.с быстром скачкообразном изменении частоты РЛС. Вероятность ложной тг.евоги во всех случаях одинакова (р.1т = 10~s), так же как и число накапливаемых импульсов <п., ~- 20). А\о/кно нидеть, что в \ качанных условиях применение перестройки по частоте позволяет сшрнгь необходимее отношение сигнал ihym до энергии прнбли <н:елыю на " дБ (т. е. около 6 раз) при р,1С, — 0.9 и пг'чнх равных условиях. Это соответствует увеличению дальности дейсчвпя РЛС в 1,6 раза при одинаковых энергетических затратах
Быстрое усреднение значений 5П привозит к существенному снижению ошибок углового сопровождения целей, связанных с флуктуацией амптит\ды отраженных сигналов. Кроме того, уменьшаются и ошибки определения угловых координат целей, вызванные флуктузцпя.ми положения ее эффективного И; нтра отражения. В обоих случаях предполагается, что аффект усреднения значении достигается за время 7'у..,,, существенно меньшее эффек-П1Р.НОЙ постоянной времени тй,.п системы АСЫ. Если'тасн принять равной 1 с, то при 7"у,.г, = 0,1 с отмеченные выше "эффекты будут иметь место.
Скачкообразное изменение частоты РЛС по случайному закону является чрезвычайно зф }.•-.-кт иг, ным средством борьбы с активными маскирующих1!! помехами, в частности с нйнболее универсальными и опасными шумовыми поме-

хами. При указанном изменении частоты РЛС прицельная шумовая помеха it. e. помеха с шириной спектра, близкой к полосе пропускания приемника РЛС) позволяет закрыть от радиолокационного наблюдения только пространство за постановщиком помех, пространство же перед постановщиком помех прицельной помехой в принципе закрыто быть не может. Объясняется это к-м, ч го в каждый никл работы РЛС помеха начинает из.тхчшъся на частоте РЛС только после того, как очередно;! зондир\ юший имп\льс принят разведывательным приемником нп постановщике помех. Следовательно, дальность постановщика помех может быть определена точно. Помимо этого, существенно затрудняется пндпвидхально-гр\ пповая защита нелеп, па-пример, путем создания шумовых помех из двух точек пространства При этом методе создания помех [241 две пели, не разрешаемые радиолокационной станцией по угловым координатам, одновременно создают прицельные шумовые помехи и тем исключают возможность их обнаружения и разрешения по дальности при постоянной частоте сигналов РЛС. В указанной ситуации при стрельбе по парной иелп ракетами возникают существенные промахи, так как подавляющую часть пути ракета движется в направлении точки, лежащей посредине между целями.
Изменение частоты РЛС от имгпльса к нмпутьсу при воздействии прицельных шумовых помех принципиально меняет дело, так как становится известным положение по дальности ближайшей к РЛС цели. В реальных условиях расстояния двух целей (например, самолетов) до радиолокационного устройства никогда не будут одинаковыми. При наличии же разности расстояний А/- применение стро-бпрования начала закрытого помехой участка позволит выделить сигнал только одной цели При этом предполагается, что длительность стробпруемого участка Алггъ меньше Л' Если, например, Аг, 1р =- 20—30 м, то условие Лг, ,., < <С Лг С\ дет выполняться с вероятностью, близкой к единице.
При использовании заградительной по частоте помехи, ширина спектра которой не меныпе нотисы перестройки частоты РЛС (.\/„ 5г А/рлс)> помеха закрывает весь диапазон дальностей в пределах некоторого сектора 0,,. Определить расстояние до постановщиков помех при этом невозможно; помеха из двух точек пространства становится практически реализуемой. Однако такое повышение эффективности помех достигается очень дорогой ценой --

резким увеличением мощности излучения передатчика помех. В гл. 2 (формула (2.1.9)) указывалось, что для подавления РЛС необходимо на входе ее приемника обеспечить отношение мощности помехи Рп (в пределах полосы пропускания приемника) к мощности сигнала Рс не менее требуемого значения коэффициента подавления кц. Соответственно полная мощность заградительной помехи на входе приемника должна быть
P,i;drr^Pr,^==/;11Pc^,	(6.3.5)
-'/ИР	Л  1!р
т. е. по сравнению со сл\чаем прпдгтьнон помехи необходимо Весьма С\ШеСТВи::>П \ ВсЛИЧНН;: ! Ь i:'jMeXOB\ Ю МОЩНОСТЬ.
По имеющимся данным 1131, 1 il'. 133J, быстрая перестройка частоты Р,'1С по случайном^ закон\ может осу-ществля 1ься в Д11а;.ззоне, составляющем единицы (3—5) процентов от среднего значения чистоты /,,, с перспективой увеличения этого диапазона до (0,1—0.15)/,,. Так. например, для РЛС десятисантиметрового диапазона (/„ = --- З'нн) .\\Гц) перестройка на о "и от /,, составляет а/рлс = — 150 МГц и при полосе пропускания приемника РЛС А/,,,- = 1,5 МГц отнесение (А/'Рлс А/цР) == 100, т. е. при прочих равных условиях мощность передатчика заградительных помех возрастает б 100 раз по сравнению с мощностью передатчика прицельных помех.
Быстрая перестройка РЛС в широких пределах является мерой борьбы с взаимными помехами станций одного частотного поддиапазона. При нахождении в зоне взаимного влияния Л'рлс радиолокационных станций, работающих на фиксированных волнах в одном и том же поддиапазоне, всегда имеется большая вероятность близкого расположения частот отдельных РЛС и возникновения взаимных помех. При изменении частоты от импульса к импульсу в широких пределах взаимные помехи могут быть практически исключены Если эффективное значение полосы про-п\сканпя приемника РЛС равно Д/,П|_, эффективное значение ширины спектра излучаемых сигналов — А/;, . и полоса перестройки — А/р.-'с (причем А/'рлс; 3> ларл<А<\И)1 и a/i ,;c ^j> .Yj., с А/.,.), то вероятность р,]ОП попадания сигналов соседних РЛС в приемный тракт каждой из них будет равна

Пр;; зтсм предполагаемо!, что для в; .•зникновс-ния взаимных помех достаточно совпадение хотя бы крайних част>л спектра >-гс сигнала с i::npiinoii спектра Л/.,,, и полисы ::ро;:\ екания (-го приемника ipiic. Ь 13i. При М , = = '- -^Гц. А/, ,. - 2-V.:;,. = 4 МГц, Л/ктс =- 5i.)i) \Г'д (5"„ от л, = 10 000 МГц! и Л'рло = Ю получим л[]мп ^01. Это значит, что в среднем десятая часть рабочих инкл--з каждой РЛС будет сопровождаться взаимными помехам-,1 Такая ситуация не является опасной. .Можно, например, предусмотреть автоматическое запирание приемников при воздействии взаимных hcnkx; потеря 0,1 излученных сигналов практически не скажется на основных характеристиках РЛС. а влияние взаимных помех будет устранено.
Быстрое изменение частоты РЭС осуществляется двумя принципиально различными путями [104, 131, 132]. Первый из них состоит в использовании мощного генератора с самовозбуждением (например, магнетрона), частоту колебаний в котором меняют достаточно быстро (например, от импульса к импульсу) изменением настройки резонатора. В приемном устройстве РЛС в этом случае используют в качестве гетеродина, например, лампу обратной волны, настраиваемую на частоту передатчика с помощью быстродействующей системы АПЧ. Время настройки приемника при ?том составляет единицы микросекунд.
Второй путь заключается в использовании набора переключаемых маломощных кварцовянных генераторов с последующим умножением частоты колебаний и усилением их мощности; для обеспечения приема сигналов в РЛС используется напряжение того же задающего генератора, по с иным коэффициентом умножения по частоте.
К недостаткам РЛС, в которых применяется перестройка по частоте от импульса к импульсу в достаточно широких пределах, следует отнести трудности обеспечения когерентной обработки принимаемых сигналов, в частности, селекции движущихся целей.

2. Эффективность изменения частоты следования импульсов  РЛС
Изменение частоты следования импульсов РЛС позволяет изменять значения -слепых» скоростей в импульсных
когерентных станциях, устранять мешающие отраж^ н-'я от удаленных нелеп, а гакже повысить ^щишенносгь \c.\-тльсны.х РЛС о: многократных отве1ных помех 12-4, 1J4, 166, 167J.
Как •! '!:ест!Ю, в коггрл-нпю-н.опульсных РЛС для выделения -.пгкнлов движущихся печей на \ri\>.-. неподвижных или малоподвижных огр.чжателей прим;:няюк'я схемы черес-периодни,1 компенсации Ра'юта этих схем рассмотрена в гл. о.
Сигналы с допплеровекэп частоюй, кратной частоте повторения импульсов РЛС, полностью подавляются схемами череспериоднон компенсации. Скорость цели относительно РЛС, соотвек'ТЕх юшая такой лопплеровской частоте, называется хслепон.-.
Одним из путей борьбы со -слепыми^ скоростями является изменение (во'п'ляпия) периода следования импульсов РЛС. Пусть, например, период следования импульсов РЛС принимает последовательно дез значения 7, и Т.,.
В РЛС в этом случае следует использовать устройсн-ю двукратной компенсации видеосигналов 11671. изображенное на рис. 6.14. В этом устройстве к одном\ из в.ходов схемы вычитания подводится сумма половины напряжения с/ьх (() и этой же половины, задержанной на время 7", -L 7... Ко второму входу схемы вычитания подводится полнее напряжение 'U,,s (/). задержанное па время 7 или Т,. Прмчем на время 7, з.чдер/кпсаются сигналы, приходя пне в течение

При Т1 ф Т, эта характеристика существенно отличается от эмплнтчдно-частсгнсн характеристики |'''i i/'| схемы че-респермод!!он компенсации при постоянном значении периода следования импульсов РЛС (см. формхлу (5.3.151).
Для сравнения на рис. 6.15 приведены нормированные графики функции |Ф; (/) \-\Ф/ ,1аы. | при /— 1 и i =••= ~2. Для функции |Ф.Л/)| отношение 7,/7v, прнь'яго равным 6/7. Можно видеть, что при 7, ^= Г2 существенно уменьшается число .«слепых» скоростей и соответственно увеличивается расстояние по оси частот между нулевыми значениями амплитудно-частотной характеристики.
Изменение периода следования имп\льсов РЛС позволяет избавиться от сигналов цели, время запаздывания которых превышает период следования Если 7И = conit и вг'емя запаздывания сигналов от удаленной цели тг —

= (2r'c) > Г„, то на экране индикатора РЛС такие сигналы займут устойчивое положение на лальности Л/" = (с/2)х Х(тг — Т„); образуется ложная отмс-тка.
Чтобы устранить возможность появления ложных отметок, можно применить вобуляцию периода следования импульсов РЛС. На рис. 6.16, а изображены импульсы модулятора РЛС 6/мол, имеющие два значения периода следования 7"j и Т.:. На рис. 6.16. б показаны сигналы UП{1 на выходе приемника.  Рис. 6.16, б, в характеризует цель, расположенную в зоне действия  РЛС, для которой время запаздывания сигналов меньше периода следования: тг, < 7\ <С 7%. Цель, сигналы которой изображены па  рис.  6.16, в,   находится на большой дальности. выход'-:::ieif за рабочую  -;ону РЛС. Лтя  второй иелн время запаздывания сигналов превышает nc-pi.'oa следования  имгпльсов:  ir., >Т.г> Т,.
Нспользуя систему обработки видеоимпульсов,  изображен н\ю i;a рис.  6.17 "(167J. можно пропустить к индикаторном}- \стрс /ltb\ только сигналы первой цели. Эта  система включает схему череспернодного совпадения сигналов (схему И) и две линии задержки сигналов на время  Г, и  Тг. Видеоимпульсы подводятся к схеме II непосредственно с выхода приемника и через одну  из линий задержки. Линия с задержкой 7,  включается  в том  случае,  если интервал между  зондирующими   импульсами   также равен Tlt  если время    между    излучаемыми   импульсами    равно   Т.,.    то используется линия задержки  на время 7",. При  выполнении указанных условий сигнал /  (рис. 6.16, б) с временем запаздывания   тг],   задержанный   на   время   7",,   совпадает с незадержанным сигналом 2,  характеризующимся тем же временем запаздывания: ?, -f тг} 4- Т, = '., ~ т..,,  так как /1 — Г, = ?.,.     Следовательно,    сигналы    ближней     цели

пройд\ т через аклсму обработки. Сигналы ж-.- \ г.-. тсн-ны.х не,:-, и (рис. 6.16, '•} не пропускаются это;'": о.'ст-.-мой. Сигнал /, задержанный на время 7%. не совпадает с незадержанным сигналом //: tl ~- тг2-f Т»Ф '.,-- г,.,, так как rl — 7', =И= '•). а сигнал //, задержанный на время Г,. не совпадает с сигналом /// и т. д.
Если время запаздывания сигналов удаленной цели превышает Т, -f T.2. тс можно использовать три значения периода следования Т,. Т.2. 7", и три линии задержки, переключаемые в соответствии с изменением значения периода следования.
Изменение периода следования импульсов РЛС является и средством борьбы с искусственно создаваемыми помехами. Оно позволяет, например, уменьшить эффектен.кть воздействия  на  РЛС многократных ответных  импульсных помех. Если период следования импульсов РЛС строго постоянен, то многократные ответные помехи создадут  устой чивые отметки  по  всей  шкале дальности  на    индикаторе РЛС и положение постановщика помех будет замаскировано. Если же период следования изменяется /например   является величиной случайной), то с помощью многократных импульсных  помех  можно закрыть от наблюдения   гольк'. пространство за  постановщиком  помех.  Потожепие гк.'иа-новщпка   помех   будет  четко  определяться   на   индикаторе РЛС (отметка,  ближайшая  к центру   экрана  индикатора;. Эпюры нл рис. 6.18 поясняют сказанное. Парис   6.1-s. /•/ изображены    зондирующие    импульсы,    излучаемые    РЛС в моменты времени /,, ?.,, >3  которые соответствмот нача.т\ развертки дальности на экране индикатора РЛС. Рис. 6.18, б иллюстрирует    высокочастотные     импульсы,    облучающие цель,   на   которой   установлен   передатчик   помех    Эпюры рис. 6.18, f характеризуют отраженный от цели  сигнал   и помехопые сигналы; на рис. 6.18. -• изображены те же сигналы,  но уже на входе приемника РЛС.

Помехозащищенность РЛС с этими вариантами обраоот-ки сигналов оказывается различной потому, что при варианте с пя появления РЛС достаточно создавать помеху только на одной из частот, при варианте б необходимо подавлять РЛС не менее чем по двум частотным каналам, а при варианте б— по всем трем.
"1ля повышения помехозащищенности многочастотнои РЛС'можно использовать различную частоту следования !:-,:::\льсов в разных каналах 1-13, 781. Так, например, водном ii3 каналов частота следования нмглдьсов может быть вы-ор-на пз условии беспр,опускно;1 селекции Пыстродвнжу-!:-;:хся целей н;и!-оне неподвижных пли медленно движущихся Цс;:ел (F,,> 2/-л .,,,-с), " в др\гсм канале из условия однозначного измерения максимальной дальности г>1акс (Р„ 5^ <-•,- -у |_ Различие частот следования в каналах РЛС прп-ь.: тит к':разному числу импульсных сигналов, накапливаемых'пои обнаружении цели iia разных частотах. Следствием этого ' является ухудшение характеристик обнаружения РЛС. Точный анализ характеристик подобной станции 1-/-.Ц п > 2 представляет серьезные трудности и пока не реализован. Данные предварительных исследований [431 позволяют предполагать, что ухудшение характеристик обнг.'пженпя не должно быть существенным.
Увеличение надежности работы многочастотной РЛС
по сг авнеппю с одночастотноп определяется тем, что вероят
ность одновременного выхода из строп всех п каналов ю-
г>аз;:о меньше вероятности отказа одного канала одночастот
мой" РЛС. В то же время при нормальной работе хотя бы
одного канала и выходе пз строя остальных миогочастотную
РЛС можно считать функционирующей при некотором ухуд
шении ее показателе;"]. Если пол вероятностью безотказной
работы многоканальной РЛС i/;,-^) понимать вероятность
!-;ормальнои работы в течение заданного времени хотя бы
одного канала из /; . то />(-D,, связана с вероятностью безот
казной работы отдельного капала ри,, очевидным соотноше
нием
/\-.,... = 1 — П — pup:)".	(G.4. !:-'>>
Расчеты по формуле (6.-1.13) показывают, что уже при ;; = 3 надежность системы существенно превышает надежность одного канала. Так, при вероятности безотказной работы одного канала равной 0,6 (низкая надежность) эта вероятность для трехканзльнон системы составляет О,'J.'••'>.

Судя по материалам работ [37, 132, 195], можно считать, что различи? частот в многочастотной РЛС составляет десятки п сотни мегагерц.
6.5.   ПРИМЕНЕНИЕ  СИСТЕМ  ЧАСТОТНОЙ И   ФАЗОВОЙ   СЕЛЕКЦИИ
1.  Применение    частотных   систем  стабилизации частоты и автоматического слежения за частотой
Потребная полоса радиоприемника, т. е. в конечном итоге е: •"! селективные свойства, зависят от спектра принимаемых сигналов, а также от нестабильности несущей частоты радиопередатчику и частоты настройки гетеродина радиоприемника. Из-за нестабплыюстей частот передатчика }с и гетеродина /, полосу необходимо выбирать часто шире оптимально!!, что ведет к ухудшению селекции сигналов по частоте и условии приема относительно оптимальных.
Известно, что повышение стабильности частоты радиопередатчиков достигается несколькими способами:
—	применением схемы задающих автогенераторов с по
вышенной стабильностью частоты;
—	использованием кварцевой и различных способов пара
метрической   стабилизации   частоты   1103];
—	применением   систем    автоматической   стабилизации
частоты.
Те же способы пригодны и для повышения стабильности частоты гетеродинов приемников. В большинстве случаев, однако, гетеродины радиоприемников должны перестраиваться в широкой полосе частот, вследствие чего основное значение здесь приобретает способ, основанный на использовании cncieM автоматического слежения за частоюй.
С точки зрения частотной селекции имеет смысл линии радиосвязи разбить на два вида:
—	линии, где минимальное расширение полосы 'сверх-
оптпмальпон) обеспечивается высоко;'! стабильностью несу
щей  частоты  генератора и  использованием  высокостабпль-
iioro гетеродина, сзя'ть при этом осуществляется на заранее
обусловленных   (фиксированных)   частотах;
—	линии, где в радиоприемном  устройстве   использует
ся система ароматического слсжеппя за частотой сигнала.
К линиям  последнего вида относятся  п такие,  в которых